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調速開關|LLC型串并聯諧振變換器參數分析與運用
發布時間 : 2018-06-15 08:37 瀏覽量 : 39

   隨著現代電力電子技術的發展,開關電源向著高頻化、集成化、模塊化方向發展。提高開關頻率能減小體積,提高功率密度及可靠性,平滑變化的波形和較小的電壓/電流變化率也有利于改善系統的電磁兼容性,降低開關噪聲。功率諧振變換器以諧振電路為基本的變換單元,利用諧振時電流或電壓周期性的過零,從而使開關器件在零電壓或零電流條件下開通或關斷,以實現軟開關,達到降低開關損耗的目的,進一步提高頻率,因此得到了重視和研究。


l 諧振電路
    諧振網絡通常由多個無源電感或電容組成,由于元件個數和連接方式上的差異,常見實用的諧振變換器拓撲結構大致分為兩類:一類是負載諧振型,另一類是開關諧振型。負載諧振型變換器是一種較早提出的結構,注重電源電壓轉換比特性的改善,按照諧振元件的諧振方式可分為串聯諧振變換器、并聯諧振變換器以及兩者結合產生的串并聯諧振變換器。
1.1 串聯諧振
    由于是串聯分壓方式,其直流增益總是小于1,類似BUCK變換器;輕載時為穩住輸出電壓,必須提高開關頻率,在輕載或空載的情況下,輸出電壓不可調,輸入電壓升高使系統的工作頻率將越來越高于諧振頻率,而諧振頻率增加,諧振腔的阻抗也隨之增加,這就是說越來越多的能量在諧振腔內循環而不傳遞到副邊輸出;但在負載串聯諧振中,流過功率器件的電流隨著負載變輕而減小,使通態損耗減小。
1.2 并聯諧振
    輸出端可以開路但不能短路,會損壞諧振電容,并且過大的原邊回路電流對開關器件及電源都會產生沖擊;輕載時,不需通過大幅改變頻率來穩住輸出電壓,與串聯諧振相比變換器工作范圍更大,可工作至空載;當輕載時輸入電流變化不大,開關管的通態損耗相對固定,在輕載時的效率比較低,較為適合工作于額定功率處負載相對恒定的場合。
1.3 串并聯諧振
    輸出電壓可高于或低于電源電壓,且負載變化范圍寬,是目前研究領域中較主流的結構。
 

2 諧振參數分析
2.1 電路拓撲
    
圖1為LLC型串并聯半橋諧振變換器電路,主開關管S1和S2是固定0.5占空比互補導通,Lr、Cr與變壓器的并聯電感Lm構成LLC諧振網絡,整流二極管直接連接到輸出電容上。

    LLC有兩個諧振諧振頻率,分別為Lm與Lr、Cr產生的串并聯諧振頻率以及Lr和Cr產生的串聯諧振頻率。
2.2 參數影響
    LLC諧振變換器是在串聯/并聯諧振變換器的基礎上改進而來,由于較前兩者多了一個諧振元件其設計運用也變得復雜。根據交流分析法得到LLC諧振變換器的輸入輸出特性為

    
2.2.1 k的影響
    對于一個輸入輸出和功率一定的變換器而言,匝比n固定,如圖2(a)所示,在某一Q下,不同的k值所帶來的影響:隨著k值的增大,最大增益在減小,在輸入電壓較低時也許達不到所要求的輸出電壓,且隨著k值的增大,為保證所需的輸出電壓使得變換器的工作頻率范圍變寬,這不利于磁性元件的工作;但k越小則Lm越小,Lm兩端電壓值一定,由于感值的減小其電流峰值增大,而原邊開關管關斷時流過的即為激磁電感的峰值電流,存在較大的關斷損耗,但若此關斷電流過小則會影響到零電壓開通,故k值的選擇應擇中考慮開關頻率的范圍、零電壓開通及較小的關斷電流。

2.2.2 Q的影響
    
在確定了n和k值的情況下,Q值的大小直接關系到直流增益是否足夠大。對于特定的輸入電壓范圍Q值越小,所對應的開關頻率范圍越小(對于f0<f<fr這種工作模態而言),這樣有助于磁性元件的工作;但對于確定了的Lm和Lr,Q越小Cr越大,諧振腔的阻抗變小,使得變換器的短路特性變差,在負載較重的時候盡量選擇較小的Cr以達到要求的輸出電壓。
 

3 電路分析
    當開關頻率f<f0時可知諧振網絡呈容性狀態,不利于開關管的ZVS開關,就不展開討論了,下面先以開關頻率范圍f0<f<fr來分析LLC諧振電路的工作過程。
    在f0<f<fr頻率范圍內變換器會因負載不同,其工作過程也有所不同,當電路工作在f0<f<fr范圍內時Lr與Cr等效成一容Ceq,整個諧振腔等效為Lm和負載并聯再與Ceq,諧振腔阻抗到底呈感性還是容性就要根據頻率和負載的輕重(Q值大小)而定。運用Saber軟件對LLC半橋諧振變換器在進行仿真,并進行模態分析。變換器Vin=270V,Vo=360V,額定功率500W,其中諧振網絡參數如下:Lr=27.4μ,Lm=137μ,Cr=92.4n。
3.1 不同負載下的仿真與分析
3.1.1 滿載

    滿載情況下的模態分析及仿真波形分別如圖3及圖4所示。

    Model(t0~t1):t0時刻S2關斷,諧振電流對C2、C1(分別為S2、S1的寄生電容)充放電,S1端電壓開始下降,當降為零時S1的體二極管導通,為S1的ZVS創造條件。變壓器原邊電壓為上正下負,D1和D4導通,Lm兩端電壓被箝位為nVo,iLm線性上升,諧振只發生在Lr和Cr之間,Lm未參與諧振。
    Mode2(t1~t2):t1時刻ZVS開通,諧振電流以正弦形式流經S1。流過D1的電流為ir與iLm之差折合到副邊的值,由于T>Tr,ir經過半個周期諧振之后S1仍開通,當ir下降到iLm時流過D1和D4電流為零,實現了整流二極管的ZCS關斷。
    Mode3(t2一t3):D1和D4 ZCS關斷后變壓器原副邊完全脫開,諧振網絡不再向副邊傳輸能量,Lm便不再被箝位于nVO,Lm與Lr、Cr一起諧振,由于Lm較Lr大得多,此時的諧振周期明顯變長,近似認為ir保持不變。t3時刻S1關斷。
    下半個周期的分析與上述過程對稱,這里就不再詳述了。
    從模態分析可見整個工作過程中包括了兩個諧振過程,一個是Lr和Cr的諧振,另一個則是Lm與Lr、Cr一起諧振。
3.1.2 輕載
    
當負載變輕時,諧振電容上的電壓變低,如果其兩端電壓降到滿足條件

    
    副邊整流二極管將不會導通。從ir和iLm的波形可以看出,向副邊傳輸的能量相對較小,原邊有較大環流存在,這使得變換器在輕載時損耗較大,然而也正因為較大的環流保證了開關管在較輕載時也能實現零電壓開關,如圖5所示。

3.1.3 過載
    負載過重時諧振電容兩端電壓紋波較大,當滿足條件

    
時,其工作過程較滿載情況下有所不同,在諧振電流ir下降到等于iLm后由于有太多的能量存儲在諧振電容上,較高的VCr會使整流二極管導通,進入另一個諧振過程。從圖6(a)的ir和iLm波形可見這個諧振過程開關管的關斷電流(即為ir的一部分)很小,小于iLm,會使另一MOS管的開通失去零電壓開通的條件,如圖6(b)所示,諧振回路呈容性。

    從上面的仿真分析可知,當頻率一定時負載越重橋臂中點間阻抗越易呈容性,負載越輕則易呈感性,更有利于開關管的零電壓開關。
3.2 與f>fr時的比較
    在開關頻率f0<f<fr的條件下諧振網絡呈感性,有助于開關管的ZVS開通,且在此頻率范圍內副邊整流二極管的電流斷續,從而實現了整流二極管的零電流關斷,消除了反向恢復產生的損耗。
    而f>fr時的不同就在于由于f>fr在S2開通期間Lr和Cr諧振,諧振電流ir大于激磁電流iLm,S1關斷ir對C1、C2充放電ir下降,當S2ZVS開通后ir迅速下降,下降到ir=iLm沒有能量傳送到副邊,此時副邊整流二極管完成換流,開始了另半個周期對稱的工作過程,可見Lm一直未參與諧振,更像是普通諧振,同時整流二極管上電流連續,換流時會由于反向恢復帶來損耗。
 

4 實驗結果與波形
    在上述理論分析的基礎上構建了一個270V輸入,360V輸出,300W的LLC諧振半橋變換器,主開關管選用IRF460,副邊整流二極管選用DSEll2—12A,變壓器原副邊匝比n=0.342,諧振網絡參數為Lr=27.4μH,Lm=137μH,Cr=92nF。如圖7所示,VAB為橋臂中點電壓,ir為諧振回路電流的實驗波形圖。圖8和圖9分別是滿載與輕載時上、下兩個MOS管的vgs和vds波形,從實驗中也可以看出即使在較輕負載的情況下仍然能滿足開關管零電壓開通的條件,LLC諧振變換器能在寬范圍內實現零電壓開關,在300W時其變換效率可達95%以上。

5 結語
    本文對LLC型串并聯諧振半橋變換器在f0<f<fr頻率范圍內的工作情況作了詳細分析,并對三種主要負載情況進行了仿真分析,并針對設計中的幾個主要參數及其對變換器設計與應用產生的影響做了敘述,最后給出了實驗結果。

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